Различия

Показаны различия между двумя версиями страницы.

--- lab5:типичные_четырехполюсники [2019/04/11 20:22]
root_s [Дифференцирующие и интегрирующие цепи]
+++ lab5:типичные_четырехполюсники [2019/10/02 16:02] (текущий)
root_s [Амплитудно-частотные характеристики фильтров]
@@ Строка 58: / Строка 58: @@
 $$U_{out} \left(t\right)=RI.
 $$
-Анализ процессов аналогичен случаю интегрирующей цепочки. В случае $\mid Z_C \gg Z_{R}$ (или $\omega \ll \tau^{-1}$) ток равен $I\approx C\frac{dU_{in} }{dt} $ и напряжение на выходе цепи пропорционально
+Анализ процессов аналогичен случаю интегрирующей цепочки. В случае $\mid Z_C \mid \gg Z_{R}$ (или $\omega \ll \tau^{-1}$) ток равен $I\approx C\frac{dU_{in} }{dt} $ и напряжение на выходе цепи пропорционально
 $$
 U_{out} \left(t\right)=RC\frac{dU_{in} }{dt} .
@@ Строка 65: / Строка 65: @@
 ==== Фильтры ====
-Благодаря тому, что импеданс (сопротивление) конденсаторов и индуктивностей зависит от частоты, с их помощью можно строить частотно-избирательные схемы. Например, четырехполюсник, изображенный на рис. 13, слева, хорошо пропускает сигнал низкой частоты (емкость -- разрыв цепи для постоянного тока) и плохо пропускает высокочастотный сигнал (емкость -- короткое замыкание для высоких частот).
+Благодаря тому, что импеданс (сопротивление) конденсаторов и индуктивностей зависит от частоты, с их помощью можно строить частотно-избирательные схемы. Например, четырехполюсник, изображенный на рис. 13, слева, хорошо пропускает сигнал низкой частоты (емкость --- разрыв цепи для постоянного тока) и плохо пропускает высокочастотный сигнал (емкость --- короткое замыкание для высоких частот).
-\noindent \includegraphics*[width=1.84in, height=0.98in, keepaspectratio=false]{image41}      \includegraphics*[width=1.76in, height=0.98in, keepaspectratio=false]{image42}
-\noindent \textit{Рис. 13.} Фильтры низких (слева) и высоких (справа) частот
-Четырехполюсник, изображенный на рис. 13, справа, ведет себя «с точностью до наоборот». При высокой частоте конденсатор $-$ хорошо проводящий элемент цепи $-$ и сигнал с \textit{U${}_{in}$} достигает \textit{U${}_{out}$}, а для низких $-$ «разрыв» и сигнала на \textit{U${}_{out}$} нет.
+{{ :lab5:013.png?400 |}}
+Четырехполюсник, изображенный на рис. 13, справа, ведет себя «с точностью до наоборот». При высокой частоте конденсатор --- хорошо проводящий элемент цепи --- и сигнал с $U_{in}$ достигает $U_{out}$, а для низких --- «разрыв» и сигнала на $U_{out}$ нет.
 ==== Амплитудно-частотные характеристики фильтров ====
-Для анализа амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) цепей с сосредоточенными параметрами удобно воспользоваться формализмом комплексных сопротивлений. В этом случае импедансы будут равны: резистора $Z_{R} =R$, емкости $Z_{C} ={1 \mathord{\left/{\vphantom{1 i\omega \, C}}\right.\kern-\nulldelimiterspace} i\omega \, C} $ и индуктивности $Z_{L} =i\omega \, L$ ($i$--~мнимая единица). В справедливости этих выражений можно убедиться, если считать, что $I\left(t\right)=I\exp \left(i\omega \, t\right)$\textit{,}$U\left(t\right)=U\exp \left(i\omega \, t\right)$\textit{,} $\exp \left(i\omega \, t\right)=\cos \left(\omega \, t\right)+i\cdot \sin \left(\omega \, t\right)$ (см. раздел 2.1), тогда
+Для анализа амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) цепей с сосредоточенными параметрами удобно воспользоваться формализмом комплексных сопротивлений. В этом случае импедансы будут равны: резистора $Z_{R} =R$, емкости $Z_{C} = (i\omega \, C)^{-1}$ и индуктивности $Z_{L} =i\omega \, L.$ В справедливости этих выражений можно убедиться, если считать, что $I\left(t\right)=I\exp \left(i\omega t\right)$, $U\left(t\right)=U\exp \left(i\omega t\right)$, $\exp \left(i\omega  t\right)=\cos \left(\omega \, t\right)+i\cdot \sin \left(\omega \, t\right)$, тогда
+$$
+U_{C} \left(t\right)=\frac{q}{C} =\frac{1}{C} \cdot \int I\cdot \exp (i\omega t) dt =\frac{1}{i\omega C} I\left(t\right) \ \ \ \mbox{ (СИ), }
+$$
+$$
+U_{L} (t)=L\frac{dI}{dt} =i\omega L{\kern 1pt} I(t)  \ \ \ \mbox{ (СИ).}
+$$
+Заметим, что вышеприведенные формулы написаны в системе СИ. В системе СГС их эквиваленты будут выглядеть как
+$$
+U_{C} \left(t\right)=\frac{q}{C} =\frac{1}{C} \cdot \int I\cdot \exp (i\omega t) dt =\frac{1}{i\omega C} I\left(t\right) \ \ \ \mbox{  (СГС), }
+$$
+$$
+U_{L} (t)=\frac{L}{c^{2} } \frac{dI}{dt} =\frac{i\omega L}{c^{2} } {\kern 1pt} I(t) \ \ \ \mbox{   (СГС), }
+$$
+где $c=3\cdot 10^{10} \frac{см}{c}$ --- скорость света в вакууме.
- $U_{C} \left(t\right)=\frac{q}{C} =\frac{1}{C} \cdot \int I\cdot \exp (i\omega t){\kern 1pt} dt =\frac{1}{i\omega C} I\left(t\right)$  (СИ),
+Закон Ома для комплексных величин записывается в привычном виде. Поэтому фильтр низких частот, или ФНЧ (рис. 14),
+{{ :lab5:014.png?500 |}}
- $U_{L} (t)=L\frac{dI}{dt} =i\omega L{\kern 1pt} I(t)$  (СИ).
+может быть представлен как простой делитель напряжения, но на частотно-зависимых резисторах. Тогда сигнал на выходе мы можем записать как
+$$
-\noindent Заметим, что вышеприведенные формулы написаны в системе СИ. В системе СГС их эквиваленты будут выглядеть как
+U_{вых} =\frac{Z_{C} }{Z_{R} +Z_{C} } U_{вх} =\frac{1}{1+i\omega RC} U_{вх} =T(\omega )U_{вх} .
+$$
- $U_{C} \left(t\right)=\frac{q}{C} =\frac{1}{C} \cdot \int I\cdot \exp (i\omega t){\kern 1pt} dt =\frac{1}{i\omega C} I\left(t\right)$  (СГС),
+Основной характеристикой четырехполюсников в качестве фильтров является передаточная функция $Т = U_{вых}U_{вх}^{-1}.$ Комплексную передаточную функцию $T(\omega)=\mid T(\omega )\mid \cdot exp(i \varphi (\omega))$ можно трактовать следующим образом. Амплитуда передаточной функции $\mid T(\omega)\mid$ описывает изменение выходного сигнала по амплитуде. Фазовая функция $\varphi (\omega)$ описывает сдвиг фаз между входным и выходным сигналами. Эти две функции $\mid T(\omega)\mid $ и $\varphi (\omega)$ полностью описывают действие нашей схемы. Разлагая входной сигнал на отдельные гармонические составляющие, подвергая их действию передаточной функции $T(\omega )$ и суммируя эти гармоники, мы получим выходной сигнал.
- $U_{L} (t)=\frac{L}{c^{2} } \frac{dI}{dt} =\frac{i\omega L}{c^{2} } {\kern 1pt} I(t)$  (СГС),
-\noindent где c~=~3$.$10${}^{10}$ см/c $-$ скорость света в вакууме.
-Закон Ома для комплексных величин записывается в привычном виде. Поэтому фильтр низких частот, или ФНЧ (рис. 14), может быть представлен как простой делитель напряжения, но на частотно-зависимых резисторах. Тогда сигнал на выходе мы можем записать как
-\[U_{2KE} =\frac{Z_{C} }{Z_{R} +Z_{C} } U_{2E} =\frac{1}{1+i\omega RC} U_{2E} =T(\omega )U_{2E} . \]
-\includegraphics*[width=1.04in, height=0.80in, keepaspectratio=false]{image43}       \includegraphics*[width=2.60in, height=2.24in, keepaspectratio=false, trim=0.15in 0.15in 0.15in 0.15in]{image44}
-\noindent \textit{Рис. 14.} Схема фильтра низких частот и его амплитудно-частотная характеристика
-\includegraphics*[width=1.09in, height=0.75in, keepaspectratio=false]{image45}     \includegraphics*[width=2.62in, height=2.25in, keepaspectratio=false, trim=0.15in 0.15in 0.15in 0.15in]{image46}
-\noindent \textit{Рис. 15.} Схема фильтра высоких частот и его амплитудно-частотная характеристика
-Основной характеристикой четырехполюсников в качестве фильтров является передаточная функция \textit{Т = U${}_{\textrm{в}\textrm{ы}\textrm{х}}$/U${}_{\textrm{в}\textrm{х}}$}. Комплексную передаточную функцию \textit{T($\omega$)}~=~$\mid$T($\omega$)$\mid$$.$\textit{exp(i$\varphi$($\omega$))} можно трактовать следующим образом. Амплитуда передаточной функции $\mid$T($\omega$)$\mid$ описывает изменение выходного сигнала по амплитуде. Фазовая функция \textit{$\varphi$($\omega$) }описывает сдвиг фаз между входным и выходным сигналами. Эти две функции $\mid$T($\omega$)$\mid$и \textit{$\varphi$($\omega$)} полностью описывают действие нашей схемы. Разлагая входной сигнал на отдельные гармонические составляющие, подвергая их действию передаточной функции \textit{T}($\omega$) и суммируя эти гармоники, мы получим выходной сигнал.
 Для ФНЧ (или интегрирующей цепочки) передаточная функция
-\[\left|T\left(f\right)\right|=\frac{1}{\sqrt{1+\left(2\pi {\kern 1pt} f{\kern 1pt} RC\right)^{2} } } \]
+$$
-изображена на рис. 14.
+\left|T\left(f\right)\right|=\frac{1}{\sqrt{1+\left(2\pi f RC\right)^{2} } }
+$$
+изображена на рис. 14.
 Для фильтра высоких частот (или дифференцирующей цепочки) все рассуждения полностью аналогичны:
-\[U_{2KE} =\frac{Z_{R} }{Z_{R} +Z_{C} } U_{2E} =\frac{i\omega RC}{1+i\omega RC} U_{2E} , \]
+$$
+U_{вых} =\frac{Z_{R} }{Z_{R} +Z_{C} } U_{вх} =\frac{i\omega RC}{1+i\omega RC} U_{вх},
+$$
 а передаточная функция есть
-\[\left|T\left(f\right)\right|=\frac{\left(2\pi {\kern 1pt} f{\kern 1pt} RC\right)}{\sqrt{1+\left(2\pi {\kern 1pt} f{\kern 1pt} RC\right)^{2} } } . \]
+$$
+\left|T\left(f\right)\right|=\frac{\left(2\pi f RC\right)}{\sqrt{1+\left(2\pi  f RC\right)^{2} } } .
+$$
-Схема фильтра ФВЧ и его передаточная функция изображены на рис. 15.
+Схема фильтра ФВЧ и его передаточная функция изображены на рис. 15. {{ :lab5:015.png?500 |}}
 Полосовой фильтр является последовательной комбинацией фильтров низких и высоких частот. После несложных, но громоздких выкладок можно найти его передаточную функцию:
-\[U_{2KE} =\frac{Y_{o} }{Y_{0} +Z_{C} } \cdot \frac{Z_{C} }{Z_{R} +Z_{C} } U_{2E} , \]
+$$
-\[\left|T\left(f\right)\right|=\frac{\left(2\pi {\kern 1pt} f{\kern 1pt} RC\right)}{\sqrt{1+7\cdot \left(2\pi {\kern 1pt} f{\kern 1pt} RC\right)^{2} +\left(2\pi {\kern 1pt} f{\kern 1pt} RC\right)^{4} } } , \]
+U_{вых} = \frac{Y_0 }{Y_0 +Z_{C} } \cdot \frac{Z_{C} }{Z_{R} +Z_{C} } U_{вх},
-где $Y_{0} =\frac{R\left(1+i\omega {\kern 1pt} RC\right)}{1+2i\omega {\kern 1pt} RC} $.
+$$
+$$\left|T\left(f\right)\right|=\frac{\left(2\pi f RC\right)}{\sqrt{1+7\cdot \left(2\pi f RC\right)^{2} +\left(2\pi  f RC\right)^{4} } } ,
+$$
+где $Y_0 =\frac{R\left(1+i\omega RC\right)}{1+2i\omega  RC} .$
 Схема полосового фильтра и его передаточная функция показаны на рис. 16.
+{{ :lab5:016.png?500 |}}
-\noindent \includegraphics*[width=1.09in, height=0.74in, keepaspectratio=false]{image47}     \includegraphics*[width=2.58in, height=2.24in, keepaspectratio=false, trim=0.15in 0.15in 0.15in 0.15in]{image48}
+В качестве полосового и заградительного фильтров часто используют схемы на основе резонансных контуров. Использование в фильтрах конденсаторов в сочетании с индуктивностями позволяет сильно «заострить» частотную характеристику схемы по сравнению с пологими характеристиками $RC$--  и $RL$--схем.
-\noindent \textit{Рис. 16.} Схема полосового фильтра и его амплитудно-частотная характеристика
-\noindent \includegraphics*[width=1.32in, height=0.95in, keepaspectratio=false]{image49}     \includegraphics*[width=2.56in, height=2.23in, keepaspectratio=false, trim=0.14in 0.14in 0.14in 0.14in]{image50}
-\noindent \textit{Рис. 17.} Фильтр на основе резонансного контура и его амплитудно-частотная характеристика
-В качестве полосового и заградительного фильтров часто используют схемы на основе резонансных контуров. Использование в фильтрах конденсаторов в сочетании с индуктивностями позволяет сильно «заострить» частотную характеристику схемы по сравнению с пологими характеристиками \textit{RC- } и \textit{RL-} схем.
+{{ :lab5:017.png?500 |}}
 Например, для схемы, изображенной на рис. 17, импеданс резонансного контура равен
-\[Z_{LC} =\sqrt{\frac{L}{C} } {\kern 1pt} \frac{1}{LC\, \sqrt{\left(\omega ^{2} -\frac{1}{LC} \right)^{2} +\omega ^{2} \frac{r^{2} }{L^{2} } } } , \]
+$$
-и можно получить полуширину резонансной кривой фильтра порядка $\frac{\Delta \omega }{\omega _{0} } \approx \frac{r}{2} {\kern 1pt} \sqrt{\frac{C}{L} } $ при $\omega _{0} L>>r$. На рис. 17, справа, показана передаточная функция для следующих параметров: \textit{L}~=~100 мкГн, \textit{C}~=~100 нФ, \textit{R}~=~5 кОм, \textit{r}~=~1 и 10 Ом.
+Z_{LC} =\frac{\sqrt{r^2+\omega ^2 L^2}}{\sqrt{\left(1- \omega ^{2}{LC} \right)^{2} +\omega ^{2} {r^{2} }{C^{2} } } } ,
+$$
+и можно получить полуширину резонансной кривой фильтра порядка $\frac{\Delta \omega }{\omega _{0} } \approx \frac{r}{2} \sqrt{\frac{C}{L} } $ при $\omega _{0} L\gg r.$ На рис. 17, справа, показана передаточная функция для следующих параметров: $L=100$мкГн, $C=100$нФ, $R=5$кОм, $r=1$ и $10$Ом.